パワーエレクトロニクス：整流回路

種明かしは、ダイオードやサイリスタといった半導体素子が、電流を「一方向にしか 流さない」という単純な性質を、回路の組み方ひとつで直流電圧づくりの道具に 変えているところにある。

整流の基本 — なぜダイオードで交流が直流になるのか

ダイオードは、順方向には電流を流し、逆方向には流さない素子だ。交流電源に ダイオード1本と抵抗負荷をつないだだけの回路（単相半波整流回路）では、交流の プラス側の半周期だけ電流が流れ、マイナス側の半周期は電流が流れない。出力側には プラスの波形だけが半周期おきに現れる、脈打つ直流が生まれる。

この波形を平均した値（直流平均電圧）は、次の式で表される。

$V$は交流電圧の実効値だ。ピーク値（$\sqrt{2}V$）そのものではなく、半周期分の 波形を平均した値になるため、係数は0.45と1より小さくなる。

例題

実効値100Vの交流電圧を、単相半波整流回路に加えた。整流後の直流平均電圧はおよそいくらか。

全波整流 — 脈動を減らす

ダイオードを4本組み合わせたブリッジ回路（単相全波整流回路）を使うと、交流の プラス側だけでなくマイナス側の半周期も向きを揃えて取り出せるようになる。1周期の うち電流が流れない区間がなくなり、出力は半波整流よりずっとなめらかになる。

例題

実効値100Vの交流電圧を、単相全波整流回路に加えた。整流後の直流平均電圧はおよそいくらか。

三相整流 — 大電力の直流化

工場の大型設備など、扱う電力が大きい場面では三相交流をそのまま整流する （三相全波整流回路、ダイオード6本のブリッジ）ことが多い。1周期のうちに 6回整流される（6パルス整流）ため、単相の全波整流よりさらに脈動が小さくなる。

$V_{LL}$は三相交流の線間電圧（実効値）を表す。

例題

線間電圧200Vの三相交流電源を、三相全波整流回路に加えた。整流後の直流平均電圧は およそいくらか。

サイリスタによる位相制御 — 直流電圧を「つまみ」のように変える

ダイオードは導通のタイミングを選べないが、サイリスタは「点弧角（制御角）」と 呼ばれるタイミングでゲートに信号を送ることで、導通を始めるタイミングを自在に 遅らせられる。この遅らせる角度$\alpha$を大きくするほど、電流が流れる区間が 短くなり、直流電圧は下がっていく。

$V_{do}$は点弧角0°（ダイオードと同じ全導通状態）のときの直流電圧を表す。 コサインの関係であるため、$\alpha$を大きくしていくと電圧は直線的にではなく、 最初はゆるやかに、90°に近づくにつれて急激に下がっていく。

例題

単相全波サイリスタ整流回路で、点弧角をα=60°に設定した。点弧角0°のときの直流電圧に 対して、この直流電圧はおよそ何倍になるか。

α=60°では、全導通時の0.5倍の直流電圧になる。

抵抗負荷の全波位相制御 — cosαの式が使えるのはどんなときか

ここまでの $V_{dc}(\alpha) = V_{do} \times \cos\alpha$ は、実はどんな負荷でも成り立つわけではない。 この式は、電流が半周期（180°）の間ずっと途切れずに流れ続けることを前提に導かれている。 モータの巻線のように十分大きなインダクタンスを含む誘導性負荷では、コイルが電流の急な変化を 妨げるため、この前提が成り立ちやすい。

しかし負荷が抵抗のみの場合は事情が違う。抵抗を流れる電流は電源電圧にそのまま比例するため、 電源電圧がゼロになった瞬間（位相角180°の点）に電流も同時にゼロになり、サイリスタは自然に 非導通へ戻る。つまりサイリスタが導通しているのは、点弧した角度$\alpha$から180°までの区間だけで、 $V_{do} \times \cos\alpha$ の式が前提とする「常に180°ぶん導通する」という条件を満たしていない。

この導通区間（$\alpha$〜180°）で電圧波形を平均し直すと、単相全波（ブリッジ）で抵抗負荷の場合の 直流平均電圧は次の式になる。

$V$は交流電圧の実効値。この式が正しいことは、$\alpha=0°$（サイリスタがダイオードと同じ動きを する場合）を代入すると確かめられる——$0.45V \times (1+1) = 0.9V$となり、これまで見てきた ダイオード全波整流の式（$V_{dc} \approx 0.9V$）とぴったり一致する。$\alpha=180°$まで点弧を 遅らせると$0.45V \times (1-1) = 0$、つまり出力ゼロになる。

例題

実効値200Vの交流電源を、単相全波サイリスタ整流回路（抵抗負荷）につなぎ、点弧角α=45°で 動作させた。整流後の直流平均電圧はおよそいくらか。

転流重なり角と順電圧降下 — 理論値と実際の出力電圧のズレ

ここまでの$V_{dc}$の式は、ダイオードの切り替わり（転流）が瞬時に終わるという理想化のうえに 成り立っている。しかし実際の交流電源には必ずインダクタンス（変圧器の漏れリアクタンスや配線の リアクタンス）があり、電流の変化を妨げようとする性質を持つ。そのため電流が1つのダイオードから 次のダイオードへ移る転流は瞬時には終わらず、前後2つのダイオードが同時に導通する短い期間が生じる。 この期間の角度を重なり角（転流角）$\mu$と呼ぶ。

重なり角の期間中は、出力電圧が瞬間的に理論値より低い値しか取り出せない。これを平均すると、 実際の直流出力電圧は次のように整理できる。

• $V_{do}$：重なり角も順電圧降下もないと仮定した理論上の直流電圧（これまでの式で求めた値）
• $\Delta V_x$：交流側リアクタンスによる、重なり角に起因する電圧降下分（負荷電流が大きいほど、 リアクタンスが大きいほど増える）
• $\Delta V_f$：整流素子の順電圧降下による電圧降下分。三相ブリッジ整流回路では、ある瞬間に 電流経路上で常に2個の素子が直列に導通しているため、素子1個あたりの順電圧降下の2倍が効いてくる

例題（自作の簡略化した数値例）

線間電圧200Vの三相交流電源を三相全波整流回路（ダイオード6本のブリッジ）につないだ。理想的な 場合の直流電圧は$V_{do} \approx 1.35 \times 200 = 270$Vである。実際には、交流側リアクタンスに よる重なり角の影響で5V、ダイオード1個あたりの順電圧降下を1Vとして直列2個分で2Vの電圧降下が 生じるとする。

誘導性負荷（RL）の整流回路 — 環流ダイオードが電流をつなぐ

ここまでの直流平均電圧の式は、抵抗のみの負荷を前提にしていた。抵抗負荷では、電流は 電源電圧の波形にそのまま比例して増減し、電圧がゼロになれば電流も同時にゼロになる。

しかし実際の負荷には、モータの巻線のようにコイル（インダクタンス）を含むものが多い。 このような誘導性負荷（RL負荷）では話が変わる。コイルは電流の急な変化を妨げようと する性質（電磁エネルギーの蓄積・放出）を持つため、単相半波整流回路にRL負荷をつなぐと、 電源電圧がゼロを過ぎてマイナス側に転じたあとも、コイルに蓄えられたエネルギーによって 電流はしばらく流れ続ける。この間、ダイオードはまだ導通しているため、負荷電圧が 一時的に負の値になる。

このRL負荷に並列に、負荷側に向きを合わせたダイオード（環流ダイオード、 フリーホイーリングダイオードとも呼ばれる）を追加すると、電源側のダイオードが 逆バイアスで遮断したあとも、コイルに残ったエネルギーによる電流は環流ダイオードを 通って流れ続けられる。この結果、

• 負荷電圧は環流ダイオードによってほぼ0V（順電圧降下分のみ）にクランプされ、 環流ダイオードがない場合のように負の電圧にはならない
• 電流が流れる期間（通流期間）は、環流ダイオードがない場合よりも長くなる

環流ダイオードは、インバータの出力段やDC-DCコンバータなど、誘導性負荷（モータ巻線や リアクトル）を駆動する回路で広く使われる基本部品だ。

パワー半導体デバイスの違い — 自己消弧能力の有無で見分ける

ここまで整流回路の主役として扱ってきたダイオードとサイリスタのほかにも、パワーエレクトロニクスの回路にはパワーMOSFETやIGBTといった半導体デバイスが登場する。これらの違いを整理する軸は1つ——ゲート信号で、順方向電流を能動的に遮断できるか（自己消弧能力があるか）という点だ。

• ダイオード：外部からの制御端子を一切持たない。素子に加わる電圧の極性だけで、順方向なら導通、逆方向なら非導通が自動的に決まる。
• サイリスタ：ゲートに信号を与えると導通を「開始」できる。だが、いったん順方向電流が流れ始めると、その後ゲート信号を取り去っても電流は流れ続ける。導通を止められるのは、電流が自然にゼロに近づいたとき（自然転流）や、外部回路で強制的に電流を打ち消したとき（強制転流）だけで、ゲートで能動的に止めることはできない。
• パワーMOSFET：ゲート電圧を与えている間だけ導通し、ゲート電圧を取り去れば順方向電流を能動的に遮断できる。構造上、ボディーダイオードと呼ばれる寄生ダイオードを内蔵しており、オンのゲート電圧がなくても、逆方向の電圧が加われば逆方向の電流が流れる。
• IGBT：パワーMOSFETと同じくゲート電圧で能動的にオン・オフを制御できる。順電圧が印加された状態でオンのゲート電圧を与えると順電流を流し、ゲート電圧を取り去ると非導通になる。

パワー半導体デバイスの特性比較 — 駆動方式・キャリア・速度・耐圧を一枚の表で

前の節では「ゲート信号で電流を止められるか（自己消弧）」という1つの軸で素子を分けた。実際の試験や機器選定では、この軸に加えて 何で駆動するか（電流か電圧か）、電流の担い手（キャリア）が何か（ユニポーラかバイポーラか）、どれくらい速く・どれくらいの電圧と電流まで使えるか という軸でも素子を比べる。まず用語を押さえておく。

• 電圧駆動：ゲートに電圧を与えれば導通し、定常状態ではゲートに電流がほとんど流れない（ゲート容量を充放電する過渡期だけ電流が流れる）。パワーMOSFETとIGBTがこれにあたる。
• 電流駆動：ゲートに電流を流して動作させる。サイリスタは導通開始のときにゲート電流を流し、GTOサイリスタはさらにゲートから逆向きの電流を引き出してオフにする。
• ユニポーラ素子：電流を運ぶのが多数キャリアだけの素子。パワーMOSFETが代表で、少数キャリアの蓄積がないため高速に動作できる。
• バイポーラ素子：電子と正孔の両方（少数キャリアを含む）が電流に関わる素子。IGBT・サイリスタ・GTO・pn接合ダイオードがこれにあたる。少数キャリアが残っているぶん、オフにするときにその消滅を待つ必要があり、動作は遅くなりやすい。

比較表①　動作のしかた

比較表②　速度・耐圧・用途

表の数値は各社の資料が挙げている製品例や使われ方の目安であり、素子の性能が一律にこの値で決まるわけではない（製品や世代で変わる）。試験で問われるのは、数値そのものより 「どちらが速いか」「どちらが電圧駆動か」「どちらがユニポーラか」という向きの関係 だ。

速度と耐圧のトレードオフ — なぜMOSFETとIGBTが使い分けられるのか

パワーMOSFETは多数キャリアだけで動くため、高速にスイッチングできる。一方で、耐圧を高くするほどオン抵抗が大きくなる傾向があり、導通中の損失が増えていく。

IGBTは、MOSFETと同じ電圧駆動のゲートで、少数キャリアの注入を伴うバイポーラ動作を制御する素子だ。そのため高電圧・大電流の条件でも導通特性に優れる。その代わり、オフにするときにテール電流が流れてターンオフが遅くなり、スイッチング周波数はMOSFETほど上げられない。

この関係を一言でいうと、MOSFETは「速くて低〜中電圧向き」、IGBTは「速さをやや譲って高電圧・大電流向き」 だ。スイッチング電源のように周波数が高い用途にはMOSFET、インバータのように電圧と電流が大きい用途にはIGBT、という使い分けは、ここから自然に出てくる。

ダイオードとFWDの見落としやすい点

ダイオードは制御端子がないぶん、特性の違いは「キャリア」で決まる。pn接合ダイオードは少数キャリアが蓄積するので、逆電圧に切り替わるときにそれが消えるまでの逆回復時間が生じる。ショットキーバリアダイオードは多数キャリアだけで動作するユニポーラ素子なので、pn接合ダイオードのようなキャリアの再結合による逆回復時間がなく、高周波のスイッチングに向く。ただしシリコンのSBDの耐圧は20〜150V程度と低めだ。なお、SiC（炭化ケイ素）のSBDを組み込んだ3.3kVのモジュールが商品化されている例もあり（三菱電機）、材料が変わると耐圧の事情も変わる。

また、電圧形インバータでは、IGBTなどのスイッチング素子と対にして環流用のダイオード（FWD）が必要になる（三菱電機技報）。パワーMOSFETは構造上ボディーダイオードを内蔵していて、逆方向の電流をそこで流せることは前の節で見たとおりだ。

なぜ今、制御盤の直流電源は「整流回路」でできているのか

前のトピックで見た直流発電機やワードレオナード方式は、界磁電流という「回転機の つまみ」を加減することで直流電圧を連続的に変えていた。サイリスタ整流回路の 点弧角制御は、これとまったく同じ役割——直流電圧を連続的に、なめらかに変える という仕事——を、回転する部品を一切使わずに半導体だけでこなしている。

制御盤の中の直流電源ユニット（センサーや制御回路用の低圧直流電源）や、モーターを 駆動するインバータの内部も、基本構成は同じだ。まず整流回路で交流を直流に変換し、 その直流を土台にして、インバータであれば今度はスイッチングで再び任意の周波数の 交流波形を作り出し、モーターの速度を制御している。回転機2台を連結して直流電圧を 作っていた時代から、半導体1つで交流と直流を自在に行き来できる時代へ——その転換点に あるのが、この整流回路だ。

冒頭の「回転機なしで、なぜ直流電圧を自在に作り、調整できるのか」——答え合わせは 理解度チェックの最後の問題でしてみよう。